Smps усилитель ошибки

используют трансформатор тока, или добавляют постоянное смещение в токовый сигнал (резистор от опорного напряжения (вывод 4) непосредственно к входу сигнала тока (вывод 3)). Но этот способ полезен в небольших дозах – уровень пилообразного сигнала должен обладать достаточным уровнем для корректной работы ШИМ – контроллера. Разумно снижать сопротивление датчика тока не более чем в два раза.

Цепочка R10, C7 служит для подавления выброса на токовом сигнале от форсированного заряда паразитной емкости трансформатора. Этот выброс никак не влияет на работу токовой защиты, но успешно сбивает контроллер, работающий в токовом режиме. Опять же, постоянная времени этой цепочки должна быть того же порядка, что и длительность выброса, оценочно посчитанная при расчете резистора R9, т.е. приблизительно 180ns. Практически эта величина может быть еще немного снижена, и составить приблизительно 100-150ns. В новых микропотребляющих сериях уже введена задержка величиной 50-150ns, и внешняя цепь может не понадобиться. Абсолютные величины резистора и конденсатора не критичны в разумных пределах, как правило, резистор R10 выбирают не очень большим, в пределах 300Ω – 1K (лучше иметь импеданс этой цепочки поменьше для лучшей помехозащищенности), скажем, R10 = 470Ω.

Тогда емкость конденсатора C7 составит:

В итоге получаем R10 = 470Ω и С9 = 330pF – комбинацию, прекрасно зарекомендовавшую себя на практике.

Увеличивать постоянную времени данной цепочки ни в коем случае не рекомендуется – это приведет к увеличению минимально возможной длины управляющего импульса и, соответственно, к большим перегрузкам (и перегревам!) при коротком замыкании на выходе.

Элементы запуска (R1, R2). При подаче входного напряжения конденсатор С3 начинает медленно заряжаться через резисторы R1 и R2. В этот момент чип потребляет совсем незначительный ток, поскольку его внутренние схемы отключены внутренней схемой UVLO (Under Voltage Lock Out). Мы должны так выбрать резисторы запуска, что бы гарантированно обеспечить этот первоначальный ток. Этих резисторов должно быть обязательно два – требование стандартов электробезопасности – при выходе любого элемента из строя мы обязаны иметь ограниченный ток. Поэтому логично использовать чип-резисторы типоразмера 1206 с максимально допустимым напряжением 250V каждый.

При минимальном входном напряжении сумма этих резисторов должна обеспечить ток

запуска UC3844A – ISTART = 0.5mA max., при этом напряжение на микросхеме должно подняться до напряжения старта чипа – VSTART = 17.5V max. Соответственно:

(R1+ R2) ≤ VDC(MIN ) − VSTART = 249V −17.5V = 214kΩ

ISTART 0.5mA

С небольшим запасом R1=R2=100K. При максимальном входном напряжении на них будет рассеиваться:

Очевидно, что в этом случае невозможно использовать два резистора 1206, поскольку их суммарная рассеиваемая мощность всего 0.5W. Так что придется или ставить два полуваттных

резистора, или три-четыре резистора размера 1206. Еще лучше использовать низкопотребляющие варианты ШИМ – контроллеров, например серии UCC3813. В этом случае суммарное сопротивление резисторов запуска составит порядка мегома, и выделение мощности на них становится ничтожным.

В некоторых случаях вместо резисторов запуска применяется источник тока, отключаемый при выходе блока на стационарный режим, особенно это решение актуально при очень большом диапазоне изменения входного напряжения. Здесь за сигнал отключения источника тока обычно принимают наличие опорного напряжения на выводе 8.

Схема питания контроллера (D1, R4, C3). После запуска ШИМ – контроллера, когда напряжение его питания достигло порога включения, подключаются все его внутренние схемы, и потребление резко возрастает. Кроме того, начинают поступать импульсы на затвор силового транзистора, и дополнительный ток потребляется на перезаряд его емкости. Выходное напряжение в начальный момент равно нулю, и начинает плавно возрастать по мере заряда выходных конденсаторов. Сейчас ШИМ – контроллер работает в режиме ограничения тока – длительность выходных импульсов определяется напряжением на датчике тока, а цепь обратной связи не работает, поскольку выходное напряжение еще не достигло нормы. Напряжение на обмотке питания также низко, и контроллер питается от энергии запасенной в конденсаторе C3. Соответственно, энергии в нем должно хватить на все время переходного процесса, и оно должно быть тем больше, чем больше емкость на выходе блока.

Сначала посчитаем ток, потребляемый контроллером от конденсатора С3. Он будет складываться из собственно тока потребления контроллера (17mA max) и тока на перезаряд емкости затвора (мы его нашли ранее, 2mA). То есть суммарный максимальный ток потребления составит IPWM = 19mA max.

Контроллер включается при напряжении (14.5 – 17.5)V, а отключается при (8.5 – 11.5)V, но гистерезис постоянный и составляет ровно VHIST = 6V.

Осталось найти время, в течении которого будет происходить переходный процесс. Для этого зададимся максимально возможной емкостью на выходе блока, скажем, 4700μF, и посчитаем, за какое время она зарядится номинальным выходным током:

Теперь легко можем найти минимально возможную емкость конденсатора C3:

Соответственно, если использовать обычный алюминиевый конденсатор 100μF*25V, то можно быть уверенным, что наш блок будет устойчиво запускаться при суммарной выходной емкости до 4700μF.

При коротком замыкании на выходе напряжение на обмотке питания не достигнет уровня, достаточного для работы ШИМ – контроллера, и цикл запуска будет происходить периодически. Посчитаем отношение времен работы блока на короткое замыкание и заряда конденсатора через резисторы запуска, когда силовой ток не течет через элементы схемы. Расчет будем вести для номинального напряжения сети 220VAC.

Блок будет работать на короткое замыкание в течении времени, когда конденсатор C3 разряжается током потребления контроллера 19mA на величину VHIST = 6V:

tON = C3* VHIST = 100μF *6V = 32ms

IPWM 19mA

Заряд С3 будет происходить через резисторы запуска суммарным сопротивлением 200К током, соответственно:

Отношение tON:tOFF составит 0.08. На самом деле эта величина есть просто отношение тока

заряда конденсатора С3 к току его разряда, т.е. tON : tOFF = ICHARGE : IPWM. На практике это означает, что перегрев блока при коротком замыкании будет в 12.5 раз меньше при

периодическом его перезапуске чем при постоянной работе в режиме короткого замыкания. Но это соотношение зависит от входного напряжения – чем оно больше, тем больше будет перегрев блока при коротком замыкании.

К сожалению, на практике эта логика отработки короткого замыкания может давать сбои. Проблема связана с трансформированием колебаний от индуктивности рассеяния первичной обмотки на обмотку питания – при перегрузке эти выбросы заряжают С3 и не дают контроллеру выключаться. Поэтому для минимизации их влияния вводят интегрирующие элементы в цепь питающей обмотки, в нашем случае это резистор R4. Иногда ставят дополнительный RC фильтр с постоянной времени большей чем постоянная времени цепи индуктивность рассеяния – паразитная емкость трансформатора. Вместо резистора можно также использовать или активный фильтр, или, лучше, небольшую индуктивность.

Проблема выбора резистора R4 достаточно сложна – с одной стороны он должен быть достаточно большим для эффективного интегрирования паразитных выбросов, а с другой стороны – не создавать слишком большого падения напряжения в режимах, близких к холостому ходу. Обычно его номинал составляет (10..47)Ω. Особенно сложно решить эту дилемму при низком собственном потреблении ШИМ – контроллера: если на стандартных микросхемах UC384(2-5) в большинстве случаев можно обойтись одним резистором, то на микропотребляющих клонах серии типа UCC3813 приходится использовать уже индуктивность (но она получается достаточно миниатюрной – ток через нее ничтожен, а индуктивность невелика, как правило (10..47)μH).

То есть интегрирующую цепь следует подбирать таким образом, что бы блок устойчиво работал при минимально возможной нагрузке, и стабильно уходил в перезапуск при коротком замыкании – и обязательно во всем диапазоне питающих напряжений.

Цепь подавления выброса от индуктивности рассеяния (D2, R3, C2). Ранее мы уже рассмотрели работу различных вариантов демпфирующих цепей, и теперь рассчитаем его для нашего случая.

Напряжение на демпфере в нашем случае желательно иметь не более 220V, тогда при максимальном входном напряжении 264VAC (372VDC) напряжение на стоке силового ключа будет близко к максимально допустимому.

Конденсатор С2 должен иметь достаточно большую емкость что бы пульсации на нем были

невелики, но и выше определенного предела выбирать этот конденсатор нет никакого смысла – увеличиваются габариты и цена. В нашем случае вполне разумным будет выбрать С2 как керамический конденсатор размера 1206 0.01μF, 500V. К сожалению, оценить пульсации на нем возможно только в случае использования быстрого диода демпфера – но по большому счету они и не столь существенны. Без учета времени восстановления обратного сопротивления диода D2 пульсации на С2 будут:

Слишком маленький C2 приводит так же к дополнительным колебаниям в резонансном контуре C2 + индуктивность рассеяния трансформатора – и частоту этого контура хотелось бы иметь как можно больше.

Нет большого смысла в использовании RCD демпфера с «быстрым» диодом – гораздо лучше использовать TVS, поскольку потери энергии будут практически теми же самыми, а напряжение будет зафиксировано гораздо жестче. Поэтому в нашем случае будем использовать относительно «медленный» диод с максимальным временем восстановления 2.5μs S1J, и подберем сопротивление резистора R3 таким образом, что бы при максимальной перегрузке (с учетом разброса компонентов и параметров) напряжение VCL не превышало 220V. В нашем случае R3 = 75K.

Мощность, рассеиваемая на нем, составит:

Логично использовать три последовательно соединенных резистора размера 1206, поскольку помимо рассеивания мощности напряжение велико VCL для одиночного резистора 1206. Будем использовать три последовательно соединенных резистора 1206 27К 5%.

Когда используем «медленный» диод в демпфере, надо уделять особое внимание режимам с малым током нагрузки, когда из-за слишком малого времени передачи энергии в нагрузку конденсатор C2 будет перезаряжаться током намагничивания, вызывая сильный нагрев силового ключа и трансформатора. Поэтому никогда не используйте в демпфере диодов с ненормированным временем восстановления, например дешевых и распространенных 1N4007! Даже если покажется, что он ведет себя адекватно, можно легко заработать головную боль при определенном сочетании входного напряжения и тока нагрузки.

Выходной диод (D4). Для низких выходных напряжений рационально использовать диоды Шоттки, как обладающие низким прямым падением напряжения и отличными частотными свойствами. При более высоких выходах, начиная примерно от 24V, используют сверхбыстрые диоды – широко распространенные диоды Шоттки выпускаются на напряжение только до

100V.

Обратное напряжение на выходном диоде будет складываться из выходного напряжения и «отраженного» на вторичную сторону входного напряжения:

VD4 = VKIN + VOUT

В нашем случае максимальное напряжение на выходном диоде будет:

То есть вполне допустимо использовать 60-вольтовый диод Шоттки.

Очевидно, что средний ток через диод будет равен среднеквадратичному току вторичной обмотки, в нашем случае 4.24А. Соответственно, потери на выходном диоде можно оценить как произведения этого тока на прямое падение напряжения (на самом деле они будут несколько меньше из-за нелинейности вольт-амперной характеристики диода). В нашем случае можно использовать диод 50WQ06N или сдвоенный 6CWQ06N в корпусах DPAK от компании International Rectifier. При использовании 6CWQ06N оба диода соединяются параллельно. Произведем расчет для первого диода (50WQ06N).

При токе 4.24А и температуре кристалла +25°С падение напряжение на 50WQ06N составит 0.53V, и, соответственно, потери в диоде: 4.24А*0.53V = 2.25W. При +125°С эти потери будут чуть меньше – 2.12W. Но к этим потерям прибавятся еще потери от протекания обратного тока, и эта составляющая будет сильно расти с повышением температуры кристалла. При номинальном входном напряжении в 220VAC обратное напряжение на диоде составит 34.2V, и если при комнатной температуре обратный ток составляет всего 0.08mA, то при +125°С – уже

11mA.

Обратное напряжение приложено к выходному диоду в течении TON(NOM) (2.14 μs), и потери от протекания обратного тока можно оценить как произведение обратного тока на напряжение

на диоде и на коэффициент заполнения (в скобках – значения для температуры +125°С):

Prev = Irev * VD4 *TON(NOM) * f = 0.08ma(11mA) *34.2V * 2.14μs *100kHz = 0.5mW(80mW)

Видно, что при высокой температуре потери от протекания обратного тока становятся уже ощутимыми, но все равно перекрываются меньшими потерями от протекания прямого тока. Ситуация может измениться если выходной диод выбран с незначительным запасом по напряжению, поэтому рекомендуется использовать диоды Шоттки как минимум с 50% запасом по напряжению.

Обратим внимание, что рассеиваемая на выходном диоде уже весьма значительна, и надо уделять особое внимание вопросу отвода тепла от диода.

При закрывании диода и резком нарастании напряжения на нем возникает высокочастотный дребезг на колебательном контуре, образованном индуктивностью рассеяния трансформатора, паразитной емкостью трансформатора, и собственной паразитной емкостью выходного диода. Поэтому иногда параллельно D4 ставят демпфирующую RdCd цепочку. В этом случае емкость несколько больше, чем паразитная емкость диода, а резистор подбирают из условия чисто апериодического процесса. В нашем случае емкость диода составит около 100pF, и демпфирующая емкость может иметь номинал в (180..200)pF. Сопротивление резистора можно оценить из условия:

L *C = Rd *Cd

В нашем случае оценочное сопротивление резистора:

То есть сопротивление демпфирующего резистора в 20Ω вполне нормально. Мощность, рассеивая на нем, будет равна энергии, запасаемой в конденсаторе, помноженной на частоту преобразования и умноженной на два, поскольку в каждом цикле будет происходить как разряд, так и заряд конденсатора Cd:

PRD = Cd * VD24 *f = 200pF*34.2V2 *100kHz = 23mW

В нашем случае вполне можно обойтись резистором размера 0805.

Конденсатор фильтра (С8). Конденсатор фильтра должен обладать двумя свойствами. Во-первых, его емкость должна быть достаточно велика, чтобы мы могли получить

стабильную петлю обратной связи. Круговая частота контура, образованного индуктивностью вторичной обмотки трансформатора и емкостью выходного конденсатора, должна быть в несколько раз (желательно не меньше чем в пять раз) меньше частоты преобразования:

LC1 << f

Чем больше емкость выходного конденсатора, тем меньше будет амплитуда выброса при резком сбросе/набросе нагрузки (но больше его длительность), и тем легче будет получить стабильную петлю обратной связи. Кроме того, большая емкость облегчит получение необходимой величины выходных пульсаций.

Во-вторых, выходной конденсатор должен обладать достаточно малым эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) для безболезненного пропускания большого импульсного тока.

Сначала оценим минимально рекомендуемую емкость конденсатора:

Среднеквадратичное значение тока через выходной конденсатор находится по формуле:

IC8 = I2RMS(SEC) − IOUT2 = 4.24A2 − 2A2 = 3.74A

Рассмотрим предлагаемый ассортимент алюминиевых конденсаторов с низким ESR (LowESR series) от компании Jamicon (WG series). Аналогичные серии других производителей обладают схожими параметрами. Видно, что максимально допустимый импульсный ток зависит в основном от физических размеров конденсатора. Поэтому размер конденсатора фильтра будет приблизительно одинаковым при различной емкости, но разном рабочем напряжении. В нашем случае не интересно иметь слишком большую емкость С8 – это будет затруднять старт блока, поэтому логично использовать две – три параллельно соединенных банки. Например, можно использовать три конденсатора 680μF*25V размера 13х21, или два конденсатора 680μF*50V размера 13х31. Второй вариант предпочтительнее – меньше избыточность емкости.

Для уменьшения габаритов конденсаторов фильтра можно использовать танталовые LowESR конденсаторы, но они значительно дороже. Для примера можно рассмотреть серию 593D от компании Vishay. В этом случае можно использовать три параллельно соединенных конденсатора размера «Е» (7.3×4.3×4.0mm) 150μF*16V. В этом случае их суммарная емкость получается чуть ниже рекомендованной, но и в этом случае легко получить стабильную петли

импульсного тока можно пренебречь. На рис. 16 показана форма пульсаций на выходных керамических конденсаторах высокочастотного (350kHz) DC – DC конвертора с выходным напряжением 5V и током 1А. В качестве выходного конденсатора применено три параллельно соединенных керамических конденсатора размера 1206 22μF*6.3V – и никакого дополнительного фильтра!

В нашем примере остановимся на варианте двух параллельно соединенных конденсаторов 680μF*50V размера 13х31 – их суммарный ESR составит 39mΩ.

Пульсация на выходном конденсаторе складывается из собственно процесса перезаряда емкости и из падения напряжения на ESR. Ее величину можно оценить как:

VOUT ,p−p = ILOAD * tON + ISEC * ESR(C8) ,

C8

где ILOAD – ток нагрузки, а tON – время открытого состояния силового ключа. В нашем случае:

Причем видно, что вклад в пульсацию собственно процесса перзаряда емкости ничтожен, меньше процента.

Дополнительный фильтр (L1, C9). Как правило, пульсации на конденсаторе фильтра слишком велики для потребителя, и приходится их дополнительно сглаживать. Для низковольтных применений используется дополнительный LC фильтр, а для высоковольтных с низкими токами – RC фильтр. Рассмотрим расчет LC фильтра как наиболее широко распространенного.

Для минимального влияния на стабильность петли обратной связи дополнительный LC фильтр должен иметь как можно более высокую собственную резонансную частоту, во всяком

случае не меньше 1/5 частоты преобразования. Кроме того, слишком большая индуктивность приведет к увеличению размеров дросселя и увеличению потерь в его обмотке от протекания выходного тока.

Проще всего рассматривать фильтр как делитель напряжения для пульсации на конденсаторе С8, и, заменив резисторы делителя эквивалентными реактивными сопротивлениями L1 и C9, можно посчитать, какая будет пульсация выходного напряжения:

Сначала удобнее выбрать дроссель, поскольку выбор более ограничен – мы должны учитывать предельно допустимый для него ток, сопротивление обмотки для сохранения потерь на приемлемом уровне и габариты/цену. В качестве L1 удобнее всего использовать готовые дроссели на гантелеобразных сердечниках как наиболее дешевые и широко распространенные.

Для нашего примера можно выбрать дроссель для SMT типоразмера 0805 (Ø8мм и высотой 5мм) индуктивностью 3.3μH, предельным током 4.6А и сопротивлением постоянному току 22mΩ. При этом потери в нем составят 88mW, что вполне приемлемо. Зададимся величиной выходных пульсаций в 50mV и решим формулу для выходных пульсаций относительно C9:

То есть алюминиевый или танталовый конденсатор в 10μF вполне подойдет в качестве C9, его ESR не важен, поскольку пульсации тока малы.

Частота среза дополнительного фильтра составит:

и будет находиться в слишком высокочастотной области что бы существенно не влиять на устойчивость петли обратной связи.

Усилитель ошибки и его цепи (U3, R14, R15). В качестве усилителя ошибки в подавляющем большинстве SMPS используется интегральная микросхема TL431 и ее клоны (микропотребляющие, низковольтовые и пр.). Логика работы данной микросхемы крайне проста. Пока напряжение на управляющем электроде не превышает опорного напряжения (для основной серии VRef. = 2.5V), ток через микросхему не течет. По достижении опорного напряжения TL431 начинает пропускать через себя ток с очень высоким коэффициентом усиления. Соответственно, делитель на резисторах R14, R15 настраивается таким образом, чтобы при номинальном выходном напряжении напряжение на управляющем электроде в точности соответствовало опорному.

Сначала выбирается резистор R15. Его сопротивление не должно быть слишком большим что бы минимизировать утечку тока в управляющий электрод (4μA max.), и не слишком малым, что бы облегчить коррекцию петли обратной связи. Обычно используют R15 = 10K.

Теперь можно посчитать требуемое сопротивление резистора R14:

R14 = R15*(VOUT − VRe f .) = 10K *(12V − 2.5V) = 38K

VRe f . 2.5V

Ближайший номинал из ряда E96 – 38.2K. Соответственно, выходное напряжение составит:

С учетом разброса 1% резисторов и опорного напряжения TL431 (2.44V..2.55V) наше выходное напряжение будет находиться в пределах 11.58V – 12.49V (т.е. 12V±4%). Для увеличения точности выходного напряжения можно использовать микросхемы TL431A (c точностью опорного напряжения ±1%) или TL431B (±0.5%).

Оптрон гальванической развязки и его цепи (U3, R16, R7, R12). Выбор оптронов для гальванической развязки SMPS чрезвычайно широк. Мы рассмотрим работу данных цепей на примере дешевого и широко распространенного оптрона PC817 фирмы Sharp. Будем рассчитывать на оптрон без маркировки, т.е. с коэффициентом передачи 50-600%. Как увидим далее, такой разброс коэффициента передачи совсем не страшен. Дело в том, что при уменьшении протекающего через светодиод тока ниже определенного предела (порядка 10mA для PC817) резко падает коэффициент передачи, то есть работает отрицательная обратная связь. В результате для тока через оптотранзистор, например, в 1mA, ток через светодиод может варьироваться от 0.6mA до 2mA в зависимости от коэффициента передачи от 50% до

600%.

Сначала рассмотрим часть схемы на первичной стороне. Ток через оптотранзистор будет максимальным в случае, когда напряжение на выходе усилителя ошибки ШИМ – контроллера (вывод 1) будет равно нулю. Этот ток будет равен напряжению на инвертирующем входе усилителя ошибки (вывод 2, в нашем случае 2.5V) поделенное на сопротивление параллельно соединенных R5 и R7. Сопротивления резисторов R5 и R7 рекомендуется выбирать равными – в этом случае мы сможем контролировать напряжение на выходе усилителя ошибки вплоть до 5V, то есть с приличным запасом. Эти резисторы не должны быть слишком большими для сохранения устойчивости схемы к помехам, но слишком малая их величина может создать излишнюю нагрузку на ШИМ – контроллер. Максимальный ток через оптрон в (0.5..1)mA можно считать удачным компромиссом в случае использования UC3844A. Остановимся на токе

0.5mA – это определит номиналы R5 и R7: R5 = R7 = 10K.

Минимальный ток через оптотранзистор теоретически может быть равным нулю – если напряжение на выходе усилителя ошибки достигнет 5V. Но в установившемся режиме этого не происходит – максимальное напряжение оказывается равным немногим более 3V (определяется максимальным сигналом на токовом входе через коэффициент Gain). Но для простоты будем считать, что ток через оптотранзистор может оказаться равным нулю – как увидим далее, это не создаст каких либо проблем с расчетом.

Итак, при нулевом токе оптотранзистора ток через светодиод оптрона тоже можно считать пренебрежимо малым. При этом ток, протекающий через TL431, не должен быть менее 1mA (это минимальный ток катода TL431 для устойчивой ее работы, данные из спецификации). Минимальное падение напряжения на светодиоде РС817 в области малых токов составляет 0.9V в худшем случае. Соответственно, можно легко найти номинал резистора R12 как:

R12 = VVD (PC817) = 0.9V = 900Ω

ITL 431(MIN ) 1mA

Резистор номиналом 910Ω будет разумным выбором – мы посчитали его номинал уже с учетом разбросов компонентов и создали небольшой запас допустив, что ток через светодиод отсутствует.

Максимальный ток через входную часть РС817 найти гораздо сложнее. Проблема в том, что

мы знаем его выходной ток, и чтобы посчитать входной ток, нам надо знать коэффициент передачи оптрона, который зависит от входного тока – круг замкнулся. Поэтому приходится решать эту задачу последовательными итерациями.

Поскольку нас интересует максимальный входной ток оптрона, то будем вести расчет для наихудшего экземпляра РС817, у которого при 5mA входного тока коффициент передачи (CTR) составляет 50%. Сначала посмотрим какой будет CTR при входном токе 1mA – он составит порядка 23% — и выходной ток составит 0.23mA, слишком мало. При входном токе в 2mA CTR=38 и выходной ток будет равен 0.76mA, т.е. слишком много. Проделав несколько таких итераций находим, что максимальный ток через светодиод оптрона составит 1.5mA.

Ток через резистор складывается из тока через светодиод РС817 и тока через резистор R12. Поскольку падение напряжения на светодиоде оптрона может достигать 1.5V (опять же берем наихудший случай), то ток через R12 может достигать:

IR12 = VVD (PC817) max = 1.5V = 1.6mA

R12 910Ω

То есть ток через R13 составит:

IR13 = IR12 + IVD(PC817) max = 1.6mA +1.5mA = 3.1mA

При этом максимальном токе падение напряжения на R13 не должно превышать питающего напряжения минус минимально рекомендованное напряжение на катоде TL431 (обычно равно опорному, т.е. 2.5V):

То есть R13=2.7K вполне подойдет.

Элементы коррекции петли обратной связи (C4, C10, R14). Собственно,

корректирующими элементами являются только C10 и R14, а конденсатор С4 служит для повышения устойчивости ШИМ – контроллера к помехам.

Номинал конденсатора C4 невелик – всего сотни пикофарад, обычно от 100pF до 470pF — это исключает его влияние на частотную характеристику петли обратной связи. Остановимся на C4

=330pF, в большинстве случаев это работает очень хорошо.

Ксожалению, расчет петли обратной связи чрезвычайно сложен, и даже существующие методики далеко не всегда дают адекватный результат. Слишком много параметров влияют на АЧХ схемы. Но для флайбэка, работающего в токовом режиме, всего два корректирующих элемента, и проще их подобрать анализируя реакцию блока на возмущающее воздействие – например, на резко изменяющуюся нагрузку. Как показывает практика, такой подход вполне себя оправдывает – в конце концов отработка возмущающих воздействий – прямая обязанность петли обратной связи. Последующая проверка на специальном оборудовании для непосредственного измерения АЧХ/ФЧХ показывает, что этот метод дает результат, очень близкий к оптимальному.