Усилитель ошибки на операционном усилителе

Нашел в интернете схему дифференциального усилителя, добавил резистор R8, и схема заработала идеально. Коэффициент усиления также 5, только теперь другая крайность, усилитель чисто дифференциальный, и при равенстве входных напряжений на выходе 0. А при разности сигналов, допустим, в 0,05В, на выходе ОУ 250мВ. Только не пойму, почему первая схема дает 1В на выходе при равенстве входных напряжений и величине входных напряжений 1В, а вторая не дает 1В на выходе, хотя отличие всего-лишь в одном резисторе и то как делителя.

В первой схеме, при изменении V8 Ку=1+R6/R5, что составит +5, а при изменении V9 Ку=-R6/R5, что составит -4. Вот поэтому Вы и «теряете» 50 мВ.

Простой дифф усилитель с дополнительным резистором R8 имеет при изменении V8 Ку=1/(1+R7/R8)*(1+R6/R5), что составит +5, а при изменении V9 Ку=-R6/R5, что составит -5. Поэтому при равенстве V8=V9 выход и будет 0, а разница входов в 50 мВ даст разницу на выходе 250 мВ, как и должно получиться.

У простого дифф усилителя по Вашей схеме Rвх- будет 10 кОм, а Rвх+ целых 60 кОм. Если у Вас источники сигналов с низким выходным сопротивлением, вроде идеальных батарей V8, V9, то результат будет точным. Если какие-то реальные источники с выходным сопротивлением, например, 1 кОм, точность упадет.

Вам какой результат-то нужен? Чтобы при V8=1 и V9=1 на выходе было 1? Или 0?

P.S. И еще, использование первой схемы в цепи ООС любого другого устройства даст Вам разные характеристики управления, как частотные, так и по глубине, для уставки и для петли ООС. Про это не нужно забывать.

Добавка:

Сейчас есть хорошие разностные (difference) усилители, вроде AD628 и инструментальные вроде AD8227. Уставку заводят на REF. Если посмотрите, как они устроены, то многое станет понятнее.

Всем привет!

В последнее время я по большей части ушел в цифровую и, отчасти, в силовую электронику и схемы на операционных усилителях использую нечасто. В связи с этим, повинуясь неуклонному закону полураспада памяти, мои знания об операционных усилителях стали постепенно тускнеть, и каждый раз, когда все-таки надо было использовать ту или иную схему с их участием, мне приходилось гуглить ее расчет или искать его в книгах. Это оказалось не очень удобно, поэтому я решил написать своего рода шпаргалку, в которой отразил наиболее часто используемые схемы на операционных усилителях, приведя их расчет, а также результаты моделирования в LTSpice.

Введение

В рамках данной статьи будет рассмотрено десять широко используемых схем на операционных усилителя. При написании данной статьи я исходил из того, что читатель знает, что такое операционный усилитель и хотя бы в общих чертах представляет, как он работает. Также предполагается, что ему известны базовые вещи теории электрических цепей, такие как закон Ома или расчет делителя напряжения.

Не следует воспринимать эту статью как законченное руководство по применению операционных усилителей в любых ситуациях. Для большого количества задач, действительно, этих схем может быть достаточно, однако в сложных проектах всегда может потребоваться что-то нестандартное.

1. Неинвертирующий усилитель

Неинвертирующий усилитель – наверное, наиболее часто встречающаяся схема включения операционного усилителя, она приведена на рисунке ниже.

В этой схеме усиливаемый сигнал подается на неинвертирующий вход операционного усилителя, а сигнал с выхода через делитель напряжения попадает на инвертирующий вход.
Расчет этой схемы прост, он строится исходя из того, что операционный усилитель, охваченный петлей обратной связи, отрабатывает входное воздействие таким образом, чтобы напряжение на инвертирующем входе было равно напряжению на неинвертирующем:

Из этой формулы легко получается коэффициент усиления неинвертирующего усилителя:

Рассчитаем и промоделируем неинвертирующий усилитель со следующими параметрами:

Выберем из ряда Е96

и

. Тогда коэффициент усиления будет равен

Результат моделирования данной схемы приведен на рисунке (картинка кликабельна):

Давайте теперь рассмотрим граничные случаи этого усилителя. Допустим, величина сопротивления резистора

. При этом мы получим, что коэффициент усиления будет стремиться к бесконечности. На самом деле, конечно, это хоть и очень большая, но все-таки конечная величина, она обычно приводится в документации на микросхему конкретного операционного усилителя. С другой стороны, величина выходного напряжения реального операционного усилителя даже при бесконечно большом коэффициенте усиления не может быть бесконечно большой: она ограничена напряжением питания микросхемы. На практике она зачастую даже несколько меньше, за исключением некоторых типов усилителей, которые отмечены как rail-to-rail. Но в любом случае не рекомендуется загонять операционные усилители в предельные состояния: это приводит к насыщению их внутренних выходных каскадов, нелинейным искажениям и перегрузкам микросхемы. Поэтому данный предельный случай не несет какой-то практической пользы.

Гораздо больший интерес представляет собой другой предельный случай, когда величина сопротивления

. Его мы рассмотрим в следующем разделе.

2. Повторитель

Как уже говорилось ранее, включение операционного усилителя по схеме повторителя – это предельный случай неинвертирующего усилителя, когда один из резисторов имеет нулевое сопротивление. Схема повторителя приведена на рисунке ниже.

Как видно из формулы, приведенной в прошлом разделе, коэффициент передачи для повторителя равен единице, то есть выходной сигнал в точности повторяет входной. Зачем же вообще нужен операционный усилитель в таком случае? Он выступает в роли буфера, обладая высоким входным сопротивлением и маленьким выходным. Когда это бывает нужно? Допустим, мы имеем какой-то источник сигнала с большим выходным сопротивлением и хотим этот сигнал без искажения передать на относительно низкоомную разгрузку. Если мы это сделаем напрямую, без каких бы то ни было буферов, то неизбежно потеряем какую-то часть сигнала.

Убедимся в этом с помощью моделирования схемы со следующими основными параметрами:

Моделирования будем проводить для двух случаев: в первом случае пусть источник сигнала работает на нагрузку через повторитель, а во втором случае — напрямую.
Результаты моделирования приведены на рисунке ниже (картинка кликабельна): на верхней осциллограмме выходной и входной сигналы в точности совпадают друг с другом, тогда как на нижней сигнал на выходе в несколько раз меньше по амплитуде относительно сигнала на входе.

Вместо повторителя на операционном усилителе можно также использовать и эмиттерный повторитель на транзисторе, не забывая, однако, про присущие ему ограничения.

3. Инвертирующий усилитель (классическая схема)

В схеме инвертирующего усилителя входной сигнал подается на инвертирующий вывод микросхемы, на него же заведена и обратная связь. Неинвертирующий вход при этом подключается к земле (иногда к источнику смещения). Типовая схема инвертирующего усилителя приведена на рисунке ниже.

Для входной цепи инвертирующего усилителя можно записать следующее выражение:

Где

— напряжение на инвертирующем входе операционного усилителя.
Поскольку операционный усилитель, охваченный петлей обратной связи, стремится выровнять напряжения на своих входах, то

, и при заземленном неинвертирующем входе получаем

Отсюда коэффициент усиления инвертирующего усилителя равен

По инвертирующему усилителю можно сделать следующие выводы:

1. Инвертирующий усилитель инвертирует сигнал. Это значит, что необходимо применение двухполярного питания.
2. Величина модуля коэффициента усиления инвертирующего усилителя равна отношению резисторов цепи обратной связи. При равенстве номиналов двух резисторов коэффициент усиления равен -1, т.е. инвертирующий усилитель работает просто как инвертор сигнала.
3. Величина входного сопротивления инвертирующего усилителя равна величине резистора R1. Это важно, потому что при маленьких значениях R1 может сильно нагружаться предыдущий каскад.

Для примера рассчитаем инвертирующий усилитель со следующими параметрами:

В качестве резисторов в цепи обратной связи выберем резисторы номиналами

и

: их отношение как раз равно десяти.
Результаты моделирования усилителя приведены на рисунке (картинка кликабельна).

Как видим, выходной сигнал в 10 раз больше по амплитуде, чем входной, и при этом проинвертирован.

Входное сопротивление данной схемы равно

. А что будет, если источник сигнала будет иметь значительное выходное сопротивление, допустим, эти же 10 кОм? Результат моделирования этого случая представлен на рисунке ниже (картинка кликабельна).

Амплитуда выходного сигнала просела в два раза по сравнению с предыдущим случаем! Очевидно, что это все из-за того, что выходное сопротивление генератора в этом случае равно входному сопротивлению инвертирующего усилителя. Таким образом, стоит всегда помнить про эту особенность инвертирующего усилителя. Как же быть, если все-таки требуется обеспечить работу источника сигнала с высоким выходным сопротивлением на инвертирующий усилитель? В теории надо увеличивать сопротивление R1. Однако одновременно с эти будет расти и сопротивление R2. Если мы хотим обеспечить входное сопротивление схемы в 500 кОм при коэффициенте усиления 10, резистор R2 должен иметь сопротивление в 5 МОм! Такие большие номиналы сопротивлений применять не рекомендуется: схема будет очень чувствительной к наводкам, пыли и флюсу на печатной плате. Есть ли какие-то выходы из этой ситуации? На самом деле да. Можно, например, использовать буфер-повторитель, который мы рассмотрели в прошлом разделе. А можно еще применить схему с Т-образным мостом в обратной связи, про нее поговорим в следующем разделе.

4. Инвертирующий усилитель с Т-образным мостом в цепи ОС

Схема инвертирующего усилителя с Т-образным мостом в цепи обратной связи приведена на рисунке ниже.

Коэффициент усиления этой схемы равен

Рассчитаем усилитель со следующими параметрами:

Расчет показывает, что следящие номиналы резисторов должны сформировать усилитель с Т-образным мостом, отвечающий заявленным требованиям:

Результаты моделирования схемы усилителя приведены на рисунке ниже (картинка кликабельна).

Попробуем теперь подключить источник с выходным сопротивлением 10 кОм, как мы это сделали в предыдущем разделе. Получим такую картинку (кликабельно):

Выходной сигнал практически не изменился по амплитуде по сравнению с предыдущим моделированием, и это ни в какое сравнение не идет с тем, насколько он проседал в схеме простого инвертирующего усилителя без Т-моста. Кроме того, как мы видим, эта схема позволяет обойтись без мегаомных резисторов даже при больших коэффициентах усиления и значительном входном сопротивлении.

5. Инвертирующий усилитель в схемах с однополярным питанием

Схемы с однополярным питанием распространены гораздо больше, чем схемы с двухполярным. Вместе с тем, как мы выяснили в прошлых двух разделах, при использовании схемы инвертирующего усилителя у нас меняется знак выходного напряжения, что влечет за собой обязательное применение двухполярного источника питания. Можно ли как-то обойти это ограничение и использовать инвертирующий усилитель в схемах с однополярным питанием? На самом деле можно, для этого надо на неинвертирующий вход усилителя подать напряжение смещения как показано на рисунке ниже

Расчет этой схемы строится все на том же принципе равенства напряжений на инвертирующем и неинвертирующем входах усилителя. Ток через цепочку резисторов R1-R2 инвертирующего плеча равен.

Отсюда напряжения на инвертирующем входе равно

Напряжение на неинвертирующем входе равно

Исходя из принципа равенства напряжения на инвертирующем и неинвертирующем входах получаем

Таким образом, напряжение на выходе операционного усилителя равно

Отсюда делаем вывод, что для корректной работы напряжения смещения

должно быть больше максимального входного напряжения с учетом подаваемого на вход напряжения смещения.
Промоделируем схему инвертирующего усилителя со следующими параметрами:

Результаты моделирования приведены на рисунке ниже (картинка кликабельна)

Как видим, мы получили усиленный в 10 раз инвертированный сигнал, при этом сигнал проинвертировался, однако, не залез в отрицательную область.

6. Инвертирующий сумматор

Операционный усилитель можно использовать для суммирования различных сигналов. С помощью резисторов можно задавать «вес» каждого из сигнала в общей сумме. Схема инвертирующего сумматора приведена на рисунке ниже.

Расчет инвертирующего сумматора очень прост и основывается на принципе суперпозиции: суммарный выходной сигнал равен сумме отдельных составляющих:

Рассчитаем и произведем моделирование инвертирующего сумматора со следующими параметрами:

Для обеспечения требуемых «весов»

,

и

выберем следущие номиналы резисторов из ряда Е96:

Результат моделирования приведен на рисунке ниже (картинка кликабельна).

Видим, что выходной сигнал проинвертирован и усилен в соответствии с выражением, приведенным выше. Однако стоит всегда помнить, что приведенное выше выражение верно для постоянных напряжений (либо же мгновенных значений переменного сигнала). Если же сдвинуть сигналы по фазе или если они будут обладать разной частотой, то результат будет совершенно другим. Аналитически его можно рассчитать, воспользовавшись формулами преобразования тригонометрических выражений (в случае, если мы имеем дело с синусоидальными сигналами). В качестве примера на рисунке ниже приведен результат моделирования инвертирующего сумматора для случая сдвинутых по фазе входных сигналов (изображение кликабельно).

Как видим, итоговый сигнал не превышает по амплитуде сигнал

, а также имеет в начальной части артефакты, вызванные постепенным появлениями сигналов на входах.
Необходимо также помнить, что инвертирующий сумматор – по сути все тот же инвертирующий усилитель, и его входное сопротивление определяется величиной резистора в цепи обратной связи, поэтому его надо аккуратно применять в случаях, если источник сигнала имеет большое выходное сопротивление.

7. Дифференциальный усилитель

Дифференциальный усилитель предназначен для усиления разности сигналов, поступающих на его входы. Такое включение усилителей широко используется, например, для усиления сигнала с резистора-шунта-датчика тока. Что немаловажно, операционный усилитель в таком включении помимо, собственно, усиления сигнала, давит синфазную помеху.

Схема дифференциального усилителя приведена на рисунке.

Для дифференциального усилителя можно записать следующие выражения:

Решая эту систему уравнений, получаем

Если мы примем, что

то данное выражение упрощается и преобразуется в

Таким образом, коэффициент усиления дифференциального сигнала определяется отношением R2 к R1.

Эта формула (да и сама схема включения дифференциального усилителя) очень похожа на рассмотренный ранее случай инвертирующего усилителя в схеме с однополярным питанием. Действительно, все так и есть: схема инвертирующего усилителя с однополярным питанием и напряжением смещения есть частный случай дифференциального усилителя, просто в ней на один из входов подается не какой-то переменный сигнал, а постоянное напряжение.

Произведем моделирование схемы со следующими параметрами:

Результаты моделирования приведены на рисунке ниже (изображение кликабельно).

Как видим, разница между сигналами

и

в 5 мВ оказалась усиленной в 50 раз и стала 250 мВ.

Посмотрим теперь, как дифференциальный усилитель давит синфазную помеху. Для этого подключим к сигналам

и

общий генератор белого шума и произведем моделирование, его результаты представлены на рисунке (картинка кликабельна).

На верхней осциллограмме приведены сигналы

и

с добавленной помехой: самого сигнала уже даже не видно за шумами. На нижней осциллограмме приведен результат работы дифференциального усилителя. Поскольку помеха одна и та же для инвертирующего и неинвертирующего входа, дифференциальный усилитель ее убирает, и в результате мы имеем чистый сигнал, не отличающийся от случая без помехи.

Однако стоит все же помнить, что способность операционного усилителя давить синфазную помеху не бесконечна, данный параметр обычно приводится в документации на операционный усилитель. Кроме того, нельзя забывать и про величину входного сопротивления дифференциального усилителя со стороны инвертирующего входа: оно по-прежнему может быть невелико.

8. Источник тока

Операционный усилитель при определенном включении может работать как источник тока. Источник тока поддерживает постоянный ток вне зависимости от величины сопротивления нагрузки (в идеальном источнике нагрузка может быть вообще любая, в реальном – не больше какой-либо величины, пропорциональной максимально возможному напряжению, которое может сформировать на ней источник тока). Возможно как минимум две схемы источника тока на операционном усилителе: с плавающей нагрузкой и с заземленной нагрузкой. Схема источника тока с плавающей нагрузкой предельно проста и приведена на рисунке ниже

Как видим, на неинвертирующий вход подается опорное напряжение, а в роли нагрузки выступает один из элементов обратной связи. Величина тока при этом определяется следующим выражением

Однако все-таки чаще требуется, чтобы нагрузка была заземлена. В этому случае схема немного усложняется: потребуется дополнительный транзистор. Для этих целей лучше брать полевой транзистор: у биполярного транзистора токи коллектора и эмиттера немного отличаются из-за тока базы, что приведет к менее стабильной работе источника тока. Схема источника тока на операционном усилителе с заземленной нагрузкой приведена на рисунке ниже

Величина тока рассчитывается так:

Произведем расчет и моделирование источника тока со следующими параметрами:

Для обеспечения заданных характеристик подойдут следующие номиналы сопротивлений резисторов:

Результат моделирования источника тока с заданными параметрами представлен на рисунке ниже (изображение кликабельно).

На рисунке приведено два графика. Верхний график показывает величину тока через сопротивление нагрузки, и она равна 10 мА. Нижний график показывает напряжение на нагрузке, оно равно 100 мВ. Попробуем теперь изменить сопротивление нагрузки: вместо 10 Ом возьмем 100 Ом и промоделируем (изображение кликабельно):

Как мы видим, через нагрузку течет все тот же самый ток в 10 мА: операционный усилитель отработал изменение нагрузки, повысив на ней напряжение, оно теперь стало равным 1 В. Но в реальности операционный усилитель не сможет поднимать напряжение бесконечно: оно ограничено напряжением источника питания (а зачастую еще и несколько меньше него). Что же будет, если задать сопротивление нагрузки слишком высоким? По сути, источник тока перестает работать. На рисунке ниже пример моделирования источника с сопротивление нагрузки в 1 кОм (изображение кликабельно).

Согласно графику, ток через нагрузку теперь уже никакие не 10 мА, а всего лишь 4 мА. При дальнейшем повышении сопротивления нагрузки ток будет все меньше и меньше.

Дополнительно по приведенным схемам источников тока на операционных усилителях надо отметить, что стабильность выходного тока в них зависит от стабильности напряжения

, в связи с этим оно должно быть хорошо стабилизированным. Существуют более сложные схемы, которые позволяют уйти от этой зависимости, но в рамках данной статьи мы их рассматривать не будем.

9. Интегратор на операционном усилителе

Думаю, что все читатели знакомы с классической схемой интегратора на RC-цепочке:

Эта схема чрезвычайно широко используется на практике, однако имеет в себе один серьезный недостаток: выходное сопротивление этой схемы велико и, как следствие, входной сигнал может существенно ослабляться. Для устранения этого недостатка возможно использование операционного усилителя.

Простейшая схема интегратора на операционном усилителе, встречающаяся во всех учебниках, приведена на рисунке ниже.

Как видно из рисунка — это инвертирующий интегратор, т.е. помимо интегрирования сигнала, он меняет также и его полярность. Следует отметить, что это требуется далеко не всегда. Еще один серьезный недостаток этой схемы — конденсатор интегратора накапливает в себе заряд, который надо как-то сбрасывать. Для этого можно либо применять резистор, включенный параллельно с конденсатором (однако необходимо учитывать также его влияние на итоговый сигнал), либо же сбрасывать заряд с помощью полевого транзистора, открывая его в нужные моменты времени. По этой причине я решил рассмотреть более подробно другую схему интегратора с использованием операционного усилителя, которая, на мой взгляд, заслуживает больший практический интерес:

Как видно из рисунка, эта схема представляет собой классический интегратор на RC-цепочке, к которому добавлен повторитель на операционном усилителе: с помощью него решается проблема выходного сопротивления.

Интегратор можно также рассматривать как фильтр нижних частот. Частота среза АЧХ фильтра высчитывается по формуле

Тут стоит обратить внимание на один очень важный момент. Надо всегда помнить, что частота среза, рассчитанная выше, верна только для RC-цепочки и не учитывает частотных свойств самого операционного усилителя. Частотными свойствами операционного усилителя можно пренебречь, если мы попадаем в его рабочий диапазон частот, но если мы вдруг выйдем за него, то итоговая частотная характеристика схемы будет совсем не такой, как мы ожидали. Грубо говоря, если у нас RC-цепочка настроена на 1 МГц, а операционный усилитель позволяет работать до 100 МГц – все хорошо. Но если у нас цепочка на 10 МГц, а операционный усилитель работает до 1 МГц – все плохо.

В качестве примера рассчитаем ФНЧ со следующими параметрами частотой среза АЧХ в 1 МГц. Для такой частоты можно выбрать

• Частота среза АЧХ
• Операционный усилитель LT1803 (Максимальная частота 85 МГц)

Для заданной частоты среза АЧХ подойдут следующие номиналы сопротивления и емкости RC-цепочки:

Результат моделирования приведен на рисунке ниже (изображение кликабельно). На этом рисунке показаны две частотные характеристики: отдельно для RC-цепочки (красная линия) и для всей схемы целиком (RC-цепочка+операционный усилитель, зеленая линия).

Как видно из рисунка, красная и зеленая линии сначала совпадают, а начиная с определенной частоты зеленая идет вниз гораздо круче. Это как раз и объясняется тем, что на частотные свойства схемы начинает оказывать влияние уже сам операционный усилитель.

Ну и поскольку все-таки мы рассматриваем интегратор, то на следующем рисунке (кликабельно) приведена классическая картинка из учебников: интегрирование прямоугольных импульсов. Параметры интегратора те же, какие были в предыдущем моделировании частотной характеристики.

10. Дифференциатор на операционном усилителе

Схема простейшего дифференциатора на RC-цепочке известна ничуть не меньше, чем схема интегратора:

Эта схема имеет все тот же недостаток, связанный с высоким выходным сопротивлением, и для его устранения можно аналогичным образом применить операционный усилитель. Схема инвертирующего дифференциатора получается из схемы инвертирующего интегратора путем замены конденсаторов на резисторы и резисторов на конденсаторы, она приведена на рисунке ниже.

Однако и в этом случае более подробно рассмотрим другую схему, состоящую из классического дифференциатора на RC-цепочке и повторителя на операционном усилителе:

Если интегратор мы рассматривали как простейший фильтр нижних частот, то дифференциатор наоборот – фильтр верхних частот. Частота среза АЧХ считается все по той же формуле

В случае дифференциатора также нельзя забывать про частотные свойства самого операционного усилителя: здесь они выражены даже более ярко, чем в случае с интегратором. Как мы уже убедились в прошлом разделе, начиная с определенной частоты операционный усилитель работает как фильтр нижних частот, тогда как дифференциатор – это фильтр верхних частот. Вместе они будут работать как полосовой фильтр.

В качестве примера рассчитаем ФВЧ с частотой среза АЧХ равной тем же 1 МГц. Для такой частоты можно выбрать все те же номиналы компонентов, которые были в случае ФНЧ:

Результат моделирования приведен на рисунке ниже (картинка кликабельна). На этом рисунке показаны две частотные характеристики: отдельно для RC-цепочки (красная линия) и для всей схемы целиком (RC-цепочка + операционный усилитель, зеленая линия).

Как видно из рисунка, красная и зеленая линии сначала совпадают, а начиная с определенной частоты, зеленая линия идет резко вниз, тогда как красная линия, отражающая работу непосредственно самой RC-цепочки, горизонтальна.

Работа дифференциатор при подаче на его вход прямоугольных импульсов приведена на рисунке ниже (изображение кликабельно).

Заключение

В данной статье мы рассмотрели десять наиболее часто встречающихся схем на операционных усилителях. Операционный усилитель – мощный инструмент в умелых руках, и количество схем, которые можно создать с его помощью, конечно, многократно превосходит то, что было рассмотрено, однако, надеюсь, данный материал будет кому-то полезен и поможет более уверенно использовать этот компонент в своих разработках.

В этой статье опубликовано руководство по использованию операционных усилителей (ОУ), перевод апноута [1] от Texas Instruments. Приведенные здесь схемы показывают универсальность ОУ для различных полезных приложений. В каждой секции дана дополнительная информация о часто встречающихся ошибках в применении ОУ.

Общая польза от ОУ вытекает из того, что его поведение как усилителя обеспечивается характеристиками отрицательной (или положительной, что бывает реже) обратной связи с выхода на вход. При этом свойства такого усилителя могут быть известны заранее и описаны математически. Чтобы опеспечить максимальное соответствие заданной характеристике, ОУ должен обладать бесконечным входным сопротивлением, нулевым выходным сопротивлением, бесконечным коэффициентом усиления при разомкнутой петле обратной связи. К сожалению, цена таких ОУ также будет стремиться к бесконечности. Однако интенсивные разработки в области схемотехники интегральных ОУ привели к тому, их характеристики достаточно хорошо приблизились к идеальным при приемлемой конечной стоимости. Цены на лучшие современные ОУ стали сравнимы с ценами на транзисторы пятилетней давности.

Приложения для ОУ в этой статье приведены в порядке возрастания сложностей, в 5 категориях: простой усилитель, операционный усилитель, преобразующий усилитель, активные фильтры и генераторы, источники питания. Интегральные ОУ, показанные на схемах, чаще всего имеют встроенную частотную компенсацию, так что компоненты стабилизации устойчивой работы не показаны. Однако определенные виды ОУ могут использоваться в некоторых схемах для достижения большей рабочей скорости, что будет показано в тексте. Определения параметров усилителя приведены в Приложении.

[Инвертирующий усилитель]

Рис. 1. Инвертирующий усилитель на ОУ.

       R2
V_OUT = — · V_IN
       R1

R3 = R1 || R2

Коэффициент усиления схемы, показанной на рис. 1, зависит от соотношения R2/R1 в цепочке обратной связи ОУ. Входное сопротивление схему равно R1. Полоса пропускания равна частоте единичного усиления, поделенной на единицу плюс коэффициент усиления при замкнутом контуре обратной связи.

Единственное замечание, которое надо учитывать — сопротивление R3 должно быть выбрано равным сопротивлению параллельно соединенных R1 и R2. Это необходимо для минимизации ошибки напряжения смещения из-за входных токов ОУ. Напряжение смещения на выходе будет равно коэффициенту усиления при замкнутой обратной связи, умноженному на разницу напряжений между входами ОУ (разница вызвана разницей входных токов ОУ).

Напряжение смещения на входе ОУ состоит из двух компонентов, эти компоненты идентифицируются параметрами ОУ: входное напряжение смещения и входной ток смещения. Входное напряжение смещение фиксировано для определенного экземпляра ОУ, но составляющая смещения, вызванная входными токами ОУ, зависит от используемой схемы включения. Для обеспечения минимального напряжения смещения усилителя без схемы корректировки смещения, сопротивление источника сигнала по обоим входам ОУ должно быть одинаковым. В этом случае максимальное напряжение смещения будет алгебраической суммой входного напряжения смещения усилителя и падения напряжения на сопротивлении источника сигнала из-за тока смещения. Напряжение смещения усилителя является определяющим фактором ошибки смещения для низких сопротивлений источника сигнала, а ток смещения является определяющим фактором ошибки смещения при высоких сопротивлениях источника сигнала.

При условиях применения, когда сопротивление источника сигнала большое, напряжение смещения на выходе усилителя может быть подстроено значением R3 и использованием изменения падения напряжения на R3 в качестве подстройки напряжения смещения по входу.

Смещение на выходе ОУ не имеет значения в приложениях, где нет прохождения постоянной составляющей (усиливается только составляющая AC). В этом случае нужно только учесть, что смещение на выходе не уменьшит максимально возможный размах уровня от пика до пика на выходе усилителя.

Частотная характеристика усиления и цепочка обратной связи должны обеспечивать устойчивость усилителя (отсутствие самовозбуждения). Чтобы обеспечить это условие, сдвиг фазы через усилитель и цепочку обратной связи никогда не должен превышать 180° для любой частоты, при которой коэффициент усиления ОУ и его цепи обратной связи больше единицы. на практике фазовый сдвиг не должен приближаться к 180°, поскольку это будет ситуация условной стабильности. Очевидно, что самый критический случай возникает, когда ослабление цепочки обратной связи равно нулю.

Усилители, не имеющие внутренней компенсации АЧХ, могут использоваться для достижения повышенных рабочих параметров в схемах, где используется высокое ослабление в цепи обратной связи. Например, LM101 может работать с единичным коэффициентом усиления по схеме инвертирующего усилителя с компенсирующим конденсатором 15 пФ, поскольку у цепочка обратной связи имеет ослабление 6 dB, в то время как в не инвертирующем включении требуется емкость 30 пФ, где цепочка обратной связи имеет нулевое ослабление. Поскольку скорость изменения сигнала на выходе усилителя зависит от компенсации, скорость LM101 в инвертирующем включении будет в 2 раза выше, чем в неинвертирующем включении, и усиление с инверсией на 10 каскадах в даст скорость в 11 раз большую, чем 10 каскадов с неинвертирующим включением на единичном усилении. Обычно находят допустимый компромисс между стабильностью и полосой пропускания — чем больше емкость компенсации, тем выше стабильность, но уже полоса пропускания, и наоборот.

Описанные здесь напряжение смещения, ток смещения и стабильность относятся к большинству случаев применения ОУ, и поэтому к этим факторам мы будем возвращаться в последующих секциях.

[Не инвертирующий усилитель]

Рис. 2. Не инвертирующий усилитель на ОУ.

        R1 + R2
V_OUT = ——— · V_IN
          R1

R1 || R2 = R_SOURCE для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Рис. 2 показывает не инвертирующую схему, обладающую высоким входным сопротивлением. Эта схема дает усиление, равное соотношению суммы R1 и R2 к R1, и полосу пропускания 3 dB с обратной связью, равной частоте единичного усиления, поделенной на усиление с обратной связью.

Главное отличие между этой схемой и схемой инвертирующего усилителя в том, что сигнал на выходе не инвертирован, и входное сопротивление очень высокое, и равно дифференциальному входному импедансу, умноженному на усиление цепи обратной связи (соотношению усиления без обратной связи и усиления с обратной связью). В приложениях, где необходимо усиливать постоянную составляющую, входное сопротивление обычно не имеет значение, поскольку входной ток и его напряжение падает на сопротивлении источника сигнала.

Замечания по использованию те же самые, что и для инвертирующего усилителя, с одним исключением. Выход усилителя перейдет в насыщение, если вход оставить не подключенным. Это может быть важно, если усилитель должен переключаться от одного источника сигнала к другому. Компромисс компенсации, который обсуждался для инвертирующего усилителя, также действителен и для этого включения ОУ.

[Буфер с единичным усилением]

Рис. 3. Буферный каскад с коэффициентом передачи 1.

V_OUT = V_IN

R1 = R_SOURCE для минимальной ошибки смещения из-за входного тока

У этой схемы самое большое входное сопротивление по сравнению с любой схемой на ОУ. Входное сопротивление равно дифференциальному входному, умноженному на коэффициент усиления без обратной связи, параллельно с входным сопротивлением не дифференциального режима. Ошибка усиления этой схемы равна обратной величине коэффициента усиления без обратной связи или подавления синфазного сигнала, в зависимости от того, что меньше.

Входной импеданс — вводящая в заблуждение концепция в буфере с единичным усилением при работе на постоянном токе (DC). Ток смещения для усилителя будет подаваться через сопротивление источника сигнала, и будет вызывать ошибку на входе усилителя из-за падения напряжения на сопротивлении источника сигнала. Поскольку тут как раз такой случай, то для буфера с единичным усилением при работе с источником сигнала с высоким сопротивлением должен быть выбран ОУ с низким смещением, такой как LH1026.

При работе с такими схемами следует иметь в виду 3 момента: для стабильности усилитель должен иметь компенсацию АЧХ при работе с единичным усилением, диапазон изменения сигнала на выходе может быть ограничен диапазоном недифференциального напряжения на входах, и некоторые ОУ склонны к состоянию защелкивания, когда превышен допустимый уровень синфазного напряжения на входах. ОУ LM107 может без всяких подобных проблем работать как буфер с единичным усилением; или если нужна повышенная скорость, может быть выбран LM102.

[Суммирующий усилитель]

Рис. 4. Суммирующий усилитель на ОУ.

V_OUT = — R4 · (V₁/R1 + V₂/R2 + V₃/R3)

R5 = R1 || R2 || R3 || R4 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

На рис. 4 показан частный случай инвертирующего усилителя — суммирующий усилитель. На его выходе получается инвертированная сумма всех входных сигналов. Усиление по каждому входу этой схемы равно отношению соответствующего входного резистора (R1, R2 или R3) и R4. Полоса пропускания усилителя может быть вычислена так же, как и для инвертирующего усилителя по схеме рис. 1, при этом входным резистором нужно считать сопротивление параллельно включенных R1, R2 и R3. Соображения по проектированию те же, что и для инвертирующего усилителя. Если используется не скомпенсированный усилитель, то компенсация вычисляется на основе полосы пропускания, как обсуждалось выше в секции инвертирующего усилителя.

Достоинство этой схемы в том, что при суммировании входные сигналы не влияют друг на друга, и такие операции, как суммирование и взвешенное усреднение, реализуются очень легко.

[Усилитель разности]

Рис. 5. Разностный усилитель на ОУ.

        R1 + R2      R4         R2
V_OUT = (———) · —- · V₂ — — · V₁
        R3 + R4      R1         R1

Для R1=R3 и R2=R4:

       R2
V_OUT = — · (V₂ — V₁)
       R1

R1 || R2 = R3 || R4 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Разностный усилитель (рис. 5) является дополнением суммирующего усилителя, и позволяет вычитать друг из друга 2 сигнала или, как частный случай, подавлять сигнал, общий для двух входов. Эта схема полезна в качестве вычислительного усилителя при осуществлении дифференциального преобразования в не дифференциальное, или чтобы вырезать не дифференциальный сигнал.

Полоса пропускания вычисляется аналогично инвертирующему усилителю, однако входное сопротивление несколько сложнее. Входной импеданс для двух входов не обязательно одинаковый; сопротивление инвертирующего входа такое же, как для инвертирующего усилителя на рис. 1 (равно R1) и сопротивление не инвертирующего входа равно сумме сопротивлений R3 и R4. Коэффициент усиления для любого входа равен соотношению R1 и R2 для специального случая схемы, когда R1 = R3 и R2 = R4. Компенсация должна быть выбрана согласно необходимой полосе пропускания усилителя.

Для применения этой схемы следует соблюдать осторожность, поскольку входные импедансы не равны для обеспечения минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

[Дифференциатор]

Рис. 6. Дифференциатор на ОУ.

               d
V_OUT = — R1C1 —- (V_IN)
               dt

R1 = R2 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Дифференциатор показан на рис. 6 и, как гласит его имя, он используется для математической операции дифференцирования. Показанная схема не является практической, потому что она является истинным дифференциатором и чрезвычайно восприимчива к высокочастотному шуму, поскольку усиление по переменному току (AC) возрастает со скоростью 6 dB на октаву. Кроме того, цепочка обратной связи дифференциатора R1C1, работает для входа как RC-фильтр низкой частоты, который вносит в контур обратной связи сдвиг фазы 90°, и может вызывать проблемы стабильности даже с усилителем, который скомпенсирован для единичного усиления. Практическая схема дифференциатора показана на рис. 7.

Рис. 7. Практическая реализация дифференциатора на ОУ.

f_c = 1 / (2PI·R2·C1)

f_h = 1 / (2PI·R1·C1) = 1 / (2PI·R2·C2)

f_c < f_n < f_u

Здесь f_c средняя частота полосы пропускания, f_h верхняя частота полосы пропускания, f_u частота единичного усиления.

Проблемы стабильности и шума на схеме 7 скорректированы добавлением двух компонентов R1 и C2. Они формируют высокочастотный откат 6 dB на октаву в цепи обратной связи, и R1C1 формируют 6 dB на октаву откат в цепи обратной связи. Это дает общее снижение чувствительности по высоким частотам 12 dB на октаву и снижает шум усилителя. Дополнительно R1C1 и R2C2 формируют такую цепь обратной связи, которая, если работа идет на частоте ниже единичного коэффициента усиления, предоставляют опережение фазы 90° для компенсации запаздывания фазы 90° цепочки R2C1, что предотвращает нестабильность обратной связи. График коэффициента усиления в зависимости от частоты показан на рис. 8.

Рис. 8. АЧХ дифференциатора по схеме рис. 7.

[Интегратор]

Рис. 9. Интегратор на ОУ.

         1   t₂
V_OUT = ——∫   V_IN dt
       R1C1  t₁

f_c = 1 / (2PI·R1·C1)

R1 = R2 для минимальной ошибки смещения из-за входного тока.

Схема на рис. 9 выполняет математическую операцию интегрирования. Эта схема в сущности является ФНЧ с АЧХ крутизной 6 dB на октаву. График амплитудно-частотной характеристики показан на рис. 10.

Рис. 10. АЧХ интегратора.

Схема интегратора должна быть снабжена внешним способом установки начальных условий, что показано на рис. 9 как переключатель S1. Когда S1 находится в позиции 1, ОУ сконфигурирован как усилитель с единичным коэффициентом усиления, и конденсатор C1 разряжен, что устанавливает начальное условие в ноль вольт. Когда S1 в положении 2, ОУ сконфигурирован как интегратор, и его выход будет меняться в соответствии с постоянной времени интеграла от входного напряжения.

В разработке для этой схемы есть два замечания: усилитель должен быть скомпенсирован для единичного усиления, и R2 должен быть равен R1, чтобы обеспечить условие минимальной ошибки смещения из-за входного тока ОУ.

[ФНЧ]

Рис. 11. Фильтр низкой частоты на ОУ.

f_L = 1 / (2PI·R1·C1)

f_c = 1 / (2PI·R3·C1)

A_L = R3/R1

Здесь f_c частота среза, f_L частота полосы пропускания, A_L усиление в полосе пропускания.

Схема простого ФНЧ показана на рис. 11. У этой схемы спад характеристик составляет 6 dB на октаву после точки снижения на 3 dB, определяемой частотой среза f_c. Усиление на частотах ниже fc определяется соотношением резисторов R3 и R1. Схему можно считать AC-интегратором для частот выше f_c; однако отклик в домене времени является откликом одиночной RC-цепочки, а не интегралом. График зависимости усиления от частоты, показанный на рис. 12, показывает разницу между ФНЧ и интегратором.

Рис. 12. АЧХ фильтра низкой частоты на ОУ.

R2 должен быть выбран равным комбинации параллельно включенных R1 и R3, чтобы минимизировать ошибку смещения из-за входного тока ОУ. Усилитель должен быть скомпенсирован для единичного усиления, или должен использоваться ОУ с внутренней компенсацией.

[Преобразователь ток-напряжение]

С помощью ОУ можно измерять ток двумя способами. Уровень тока может быть преобразован в уровень напряжения с помощью резистора, и затем усилен, либо ток может быть инжектирован напрямую в узел суммирования ОУ. Преобразование в напряжение может быть нежелательно по двум причинам: во-первых, импеданс, добавляемый в измеряемую цепь протекания тока, вводит ошибку; во-вторых, также усиливается напряжение смещения усилителя, и как следствие теряется точность измерения. Использование преобразователя ток-напряжение на ОУ решает эти проблемы.

Рис. 13. Преобразователь ток-напряжение на ОУ.

V_OUT = I_IN · R1

Преобразователь ток-напряжение показан на рис. 13. Входной ток передается напрямую в узел суммирования, и выходное напряжение усилителя меняется таким образом, чтобы таким же током через резистор R1 скомпенсировать входной ток. Коэффициент преобразования в этой схеме равен R1 вольт на ампер. Ошибка преобразования в этой схеме равна только току смещения I_bias, который алгебраически складывается с током I_IN.

Основная схема рис. 13 полезна для многих применений, не только для измерения тока. Это показано на примере усилителя фотоэлемента в следующей секции.

Единственное конструктивное ограничение — коэффициент преобразования должен быть выбран с учетом минимизации ошибки смещения из-за входного тока ОУ, и поскольку усиление по напряжению и сопротивление источника сигнала часто являются не определенными (как в случае фотоэлементов) усилитель должен быть скомпесирован для единичного усиления.

Рис. 14. Усилитель для фоторезистора.

[Усилители фотодатчиков]

Усилители для фоторезистора, фотодиода и фотоэлемента показаны соответственно на рис. 14, 15 и 16.

Рис. 15. Усилитель сигнала фотодиода.

V_OUT = R1 · I_D

Все фотоэлементы показывают некоторую зависимость напряжения как для скорости, так и линейности. Очевидно, что ток через фоторезистор (см. рис. 14) не будет демонстрировать точную пропорциональность между падающим светом, если напряжение на его выводах может меняться в зависимости от его сопротивления. Несколько менее очевидным является тот факт, что ток утечки фотодиода (рис. 15) и внутренние потери фотоэлемента (рис. 16) также являются функциями напряжения на их выводах. Преобразователь ток-напряжение красиво устраняет проблемы линейности путем фиксации напряжения на выводах фотодатчика: либо фиксации нуля в случае фотоэлемента, либо фиксации напряжения смещения в случае фоторезистора или фотодиода.

Рис. 16. Усилитель сигнала фотоэлемента.

V_OUT = I_CELL · R1

Скорость фотодетектора оптимизирована путем его работы на фиксированную нагрузку с низким сопротивлением. Доступные в настоящее время фотодетекторы показывают время отклика порядка микросекунд на нагрузке с нулевым сопротивлением. Фоторезисторы, даже медленные, работают существенно быстрее при низких сопротивлениях нагрузки.

Сопротивление обратной связи R1 зависит от чувствительности фотодатчика, и должен быть выбран либо для обеспечения максимального динамического диапазона, либо для желаемого коэффициента передачи (чувствительности). Наличие R2 зависит от назначения схемы: в случае фотоэлементов или фотодиодов он не нужен, а в случае фоторезистора он должен быть выбран из соображений минимизации ошибки смещения в рабочем диапазоне.

[Прецезионный источник тока]

Точный источник тока показан на рис. 17 (для втекающего тока) и 18 (для вытекающего тока).

Рис. 17. Стабилизатор втекающего тока.

I_O = V_IN/R1

V_IN ≥ 0V

Рис. 18. Стабилизатор вытекающего тока.

I_O = V_IN/R1

V_IN ≤ 0V

Применять эти схемы следует с осторожностью. Соответствие напряжения стабилизатора вытекающего тока расширяется от BV_CER внешнего транзистора до приблизительно на 1V более отрицательного напряжения, чем V_IN. Соответствие для стабилизатора втекающего тока такое же, но в положительном направлении.

Сопротивление этих генераторов тока бесконечное для малых токов, и это соблюбается до тех пор, пока V_IN iмного больше, чем V_OS, и I_O много больше, чем ток смещения I_bias.

Стабилизаторы тока, показанные на рис. 17 и 18, используют транзисторы FET для управления выходным биполярным транзистором. Вместо этого можно использовать соединение Дарлингтона в случаях, когда выходной ток большой, и ток базы транзистора Дарлингтона не приводит к значимой ошибке.

Используемые ОУ должны быть скомпенсированы для единичного усиления, и может потребоваться дополнительная компенсация в зависимости от реактивного сопротивления нагрузки и параметров внешнего транзистора.

[Управляемые источники опорного напряжения]

Схемы настраиваемых источников напряжения показаны на рисунках 19, 20, 21 и 22. Пары из показанных схем имеют разные области применения. Основное отличие состоит в том, что схемы на рис. 19 и 20 показывают источник напряжения, у которого напряжение больше, чем напряжение опорного диода Зенера (стабилитрона), в то время как рис. 21 и 22 показывают источник напряжения, у которого напряжение меньше, чем напряжение опорного стабилитрона. Рисунки показывают также положительные и отрицательные источники напряжения.

Рис. 19. Источник положительного опорного напряжения.

Рис. 20. Источник отрицательного опорного напряжения.

Приложения схем на рис. 19 и 20, где нужна высокая точность напряжения с малой зависимостью от температуры, требуют ограничения диапазона подстройки V_OUT. В этом случае может быть выбран R1 для предоставления оптимального тока через стабилитрон, при котором его температурный коэффициент минимальный. Поскольку I_Z не зависит от V+, температурный коэффициент стабилитрона не будет зависеть от V+.

Рис. 21. Источник положительного опорного напряжения.

Рис. 22. Источник отрицательного опорного напряжения.

Схемы на рис. 21 и 22 подойдут для приложений высокой температурной стабильности, если V+ довольно постоянное, поскольку I_Z зависит от V+. R1, R2, R3 и R4 выбираются так, чтобы обеспечить I_Z для минимального температурного коэффициента стабилитрона, и для минимизации ошибок смещения из-за входного тока ОУ I_bias.

Все показанные схемы должны быть скомпенсированы для единичного усиления или, если ожидаются нагрузки с большой емкостью, компенсация АЧХ должна быть соответственно расширена. Выходной шум может быть уменьшен применением блокировочных конденсаторов на входе усилителя.

Показанные схемы используют однополярный источник питания, что требует выбора напряжения смещения усилителя и допустимого для него синфазного напряжения. Если трудно обеспечить требования к обеспечению нужного диапазона синфазного напряжения для применяемого ОУ, то может использоваться двуполярный источник питания. LH101 может использоваться с одним напряжением питания с диапазоном синфазного напряжения от источника питания V+ до примерно 2V источника питания V−.

[Стабилизированный сбросом усилитель]

Усилитель, показанный на рис. 23, это форма усилителя, стабилизированного прерывателем. Усилитель работает с петлей обратной связи, обеспечивающей единичное усиление.

Рис. 23. Усилитель, стабилизированный сбросом.

Такая схема полезна для устранения ошибок из-за напряжения смещения и тока смещения. Выход этой схемы представляет собой импульс, амплитуда которого равна V_IN. Работу схемы можно понять, рассмотрев два состояния переключателя S1. Когда S1 находится в положении 2, усилитель сконфигурирован для единичного усиления, и напряжение на выходе будет равно сумме входного напряжения смещения и падения напряжения на R2 из-за входного тока смещения. Напряжение на инверсном входе будет равно входному напряжению смещения. Конденсатор C1 будет заряжаться через R1 до суммы входного напряжения смещения и V_IN. Когда C1 зарядился, ток не будет течь через сопротивление источника сигнала и R1, так что нет ошибки из-за входного сопротивления. Затем S1 переключается в положение 1. Напряжение, сохраненное на C1, вставляется между выходом и инверсным входом усилителя, и выходное напряжение усилителя меняется на V_IN, чтобы скомпенсировать входное напряжение и напряжение смещения входа. Тогда выход поменяется с (V_OS + I_biasR2) на (V_IN + I_biasR2), поскольку S1 переключился из положения 2 в положение 1. Ток смещения усилителя подается через R2 с выхода усилителя или с C2, когда S1 находится в положении 2 и положении 1 соответственно. R3 служит для уменьшения смещения на выходе усилителя, если усилитель должен иметь максимальный линейный диапазон, или если желательно использовать усилитель на постоянном токе (DC).

Дополнительное достоинстов этой схемы в том, что входное сопротивление достигает бесконечности, когда C1 достигает полного заряда, что устранаяет ошибки из-за сопротивления источника сигнала. Время, которое схема должна удерживаться в положении 2, должно быть достаточно большим по отношению к времени заряда C1, чтобы достичь максимальной точности.

ОУ должен быть скомпенсирован для единичного усиления, и может потребоваться дополнительная компенсация из-за сдвига фазы на R2 из-за C1 и входной емкости усилителя. Поскольку эта схема обычно используется на очень низких скоростях переключения, скорость нарастания выходного сигнал не является критичной и перекомпенсация АЧХ не снижает точность.

[Аналоговый умножитель]

На рис. 24 показан простой вариант реализации аналогового умножителя. Эта схема решает многие проблемы, связанные со схемой log-antilog усилителей, и предоставляет трехквадрантное аналоговое умножение, относительно не чувствительное к изменениям температуры, и на которое не влияют ошибки тока смещения, чем обычно подвержено большинство умножителей.

Рис. 24. Аналоговый умножитель.

            V-
R5 = R1 · (—-)
            10

V₁ > 0

V_OUT = (V₁ · V₂) / 10

Работу схемы можно понять, если рассматривать A2 как усилитель с управляемым коэффициентом усиления, который усиливает V2. Усиление A2 зависит от от соотношения сопротивлений PC2 и R5, и рассматривать A1 как управляющий усилитель, который устанавливает сопротивление PC2 как функцию V₁. Как можно увидеть, V_OUT зависит от V₁ и V₂.

Управляющий усилитель A1 подает ток на лампу L1. Когда присутствует входное напряжение V1, яркость L1 автоматически регулируется таким образом, пока не будет равным 0 напряжение в точке соединения R1 и PC1, т. е. пока ток через PC1 от источника питания V- не станет равным току через R1 от входного напряжения V1. Поскольку уровень отрицательного источника питания V- фиксирован, регулировка стремится сделать сопротивление PC1 пропорционально R1, и с коэффициентом соотношения V₁ к V−. L1 также светит на PC2, и если фоторезисторы одинаковые, то у PC2 будет сопротивление такое же, как у PC1.

A2, усилитель с управляемым коэффициентом усиления, работает как инвертирующий усилитель, усиление которого равно соотношению сопротивлений PC2 и R5. Если R5 выбран соответственно результату перемножения R1 и V−, то V_OUT просто становится результатом перемножения V₁ и V₂. R5 можно менять в степенях 10, чтобы предоставить требуемый коэффициент передачи для выхода.

PC1 и PC2 должны по параметрам соответствовать друг другу, чтобы обеспечивать минимальную зависимость от температуры. Небольшие несоответствия могут быть скомпенсированы изменением R5, как корректировки коэффициента масштабирования. Фоторезисторы должны получать одинаковое освещение от L1, удобный метод для реализации этого — установка фоторезисторов в отверстия алюминиевой коробки, в которой посередине находится лампа. Такой способ монтажа предоставляет возможность регулирования расстояния от лампы до фоторезисторов, и одновременно создает тепловой мост между двумя фоторезисторами, чтобы снизить различие их температур. Такая техника может быть расширена для использования FET-транзисторов или других устройств, чтобы обеспечить удовлетворению специальных требований к сопротивлению или рабочему окружению.

Показанная схема дает инвертированный результат, равный одной десятой от результата перемножения уровня двух аналоговых входов. На входе V₁ должны быть положительные значения напряжения, однако V₂ может принимать как положительные, так и отрицательные напряжения. Скорость работы схемы ограничена постоянной времени зажигания лампы.

R2 и R4 выбираются из соображений минимизации ошибки смещения из-за входного тока, как было описано выше в секции усилителя фотодатчика. R3 добавлен для снижения импульса тока при первом включении лампы L1.

[Двуполупериодный выпрямитель и усредняющий фильтр]

Схема, показанная на рис. 25, является сердцем усредняющего, калиброванного вольтметра СКЗ переменного тока (rms calibrated AC voltmeter). Схема работает как выпрямитель и усредняющий фильтр. Удаление C2 отключает функцию усреднения, и предоставляет точный двуполупериодный выпрямитель, и удаление C1 предоставляет генератор абсолютного значения.

Рис. 25. Выпрямитель полного периода и усредняющий фильтр (измеритель СКЗ).

Понять работу схемы можно, отслеживая распространение сигнала для отрицательного и положительного полупериодов сигнала. Для отрицательных сигналов выход A1 фиксируется на +0.7V диодом D1, и отключается от точки суммирования A2 диодом D2. Тогда A2 работает как простой инвертор с единичным усилением с входным резистором R1 и резистором обратной связи R2, предоставляя положительный выходной сигнал.

Для положительного сигнала A1 работает как обычный усилитель, подключенный к точке суммирования A2 через резистор R5. Тогда A1 работает как простой инвертер с единичным усилением с входным резистором R3 и резистором обратной связи R5. На точность усиления A1 диод D2 не влияет, поскольку он не находится в цепи обратной связи. Положительный ток заходит в точку суммирования A2 через резистор R1, и отрицательный ток течет от точки точки суммирования A2 через резистор R5. Поскольку напряжения на R1 и R5 одинаковые и противоположные, и R5 равен половине R1, результирующий входной ток в точке суммирования A2 равен и противоположен току через R1 и усилитель A2 работает как суммирующий инвертор с единичным усилением, снова давая положительный выходной уровень.

Схема становится усредняющим фильтром, когда C2 соединяется параллельно R2. Тогда работа A2 становится аналогичной работе простого ФНЧ, описанного выше. Постоянная времени R2C2 должна быть выбрана значительно больше длительности периода измеряемого сигнала, который должен быть усреднен.

Конденсатор C1 может быть удален, если схема используется как генератор абсолютного значения сигнала (учитывающий постоянную составляющую). Когда это так, на выходе схемы будет положительное абсолютное значение от входного напряжения.

Выбранные ОУ должны быть скомпенсированы для единичного усиления, и R6 и R7 должны быть выбраны по соображениям минимизации ошибки смещения из-за входного тока.

[Генератор синуса]

Стабилизированный по амплитуде генератор синусоидального сигнала показан на рис. 26. Эта схема производит чистый синусоидальный сигнал вплоть до низких частот со схемотехникой минимальной сложности. Важное достоинство этой схемы — исключается традиционный регулятор амплитуды на основе лампы с вольфрамовой нитью накаливания, вместе с её постоянной времени и проблемами линейности. Дополнительно устраняются проблемы надежности, связанные с лампой.

Генератор на мосте Вина широко используется благодаря факту, что фаза прохождения напряжения от последовательной цепочки моста до места соединения последовательной цепочки и параллельной цепочки становится нулевой при определенной частоте. Тогда если мост Вина использовать как элемент положительной обратной связи в усилителе, то генерация возникнет на той частоте, где сдвиг фазы будет нулевым. Реализована также дополнительная отрицательная обратная связь, чтобы стабилизировать частоту колебаний и снизить гармонические искажения.

Рис. 26. Генератор синусообразного сигнала на мосте Вина.

Схема, показанная здесь, отличается от классической только схемой стабилизации отрицательной обратной связи. Отрицательные пики сигнала, которые превышают −8.25V, приводят к открыванию D1 и D2, заряжая C4. Заряд, сохраняемый в C4, дает смещение для Q1, который определяет коэффициент усиления ОУ. C3 это разделительный конденсатор, прозрачный для рабочей низкой частоты цепочки обратной связи, он предотвращает попадание напряжения смещения и ошибку токов смещения, которые были бы умножены на коэффициент усиления ОУ.

Искажения схемы определяются усилением ОУ при разомкнутой петле обратной связи и временем отклика фильтра отрицательной обратной связи R5 и C4. Здесь нужно соблюсти определенный компромисс между уровнем искажения сигнала на выходе и постоянной времени стабилизации амплитуды. R4 выбирается для подстройки петли обратной связи для ситуации, когда FET работает на малых отрицательных уровнях смещения затвора. Показанные номиналы деталей подойдут для оптимальной реализации генератора общего назначения.

[Генератор треугольника]

Генератор сигнала треугольной формы с постоянной амплитудой показан на рис. 27. Эта схема представляет сигнал треугольной формы с регулируемой частотой, амплитуда которого не зависит от частоты.

Рис. 27. Генератор сигнала треугольной формы.

Генератор представляет собой интегратор в качестве генератора склонов сигнала и пороговый детектор с гистерезисом в качестве схемы сброса. Интегратор был описан в предыдущей секции и не требует дополнительных объяснений. Пороговый детектор подобен триггеру Шмитта тем, что представляет собой защелку с большой мертвой зоной. Эта функция реализована использованием положительной обратной связи вокруг операционного усилителя. Когда выход усилителя находится в положительном или отрицательном состоянии насыщения, цепочка положительной обратной связи предоставляет напряжение для не инвертирующего входа, которое определяется ослаблением контура обратной связи и напряжением насыщения усилителя. Чтобы усилитель менял состояния, напряжение на входе усилителя должно менять полярность на величину, превышающую входное напряжение смещения усилителя. Когда это происходит, усилитель насыщается в противоположном направлении, и остается в этом состоянии, пока напряжение не его входах снова не поменяется на обратное. Понять функционирование всей схемы полностью можно путем оценки поведения выхода порогового детектора в положительном состоянии. Положительное напряжение насыщения детектора подается на суммирующую цепь интегратора через комбинацию R3 и R4, вызывая протекание тока I+.

Затем интегратор генерирует отрицательный склон сигнал со скоростью I+/C1 вольт на секунду, пока его выход не станет равным по уровню точке отрицательного порога детектора. Тогда пороговый детектор меняет состояние своего выхода на отрицательное, и выдает отрицательный ток I− на суммирующую цепь интегратора. Теперь генератор формирует положительный склон сигнала со скоростью I−/C1 вольт на секунду, пока его выход не станет по уровню равным точке положительного порога детектора. Детектор снова меняет состояние своего выхода, и цикл повторяется.

Частота сигнала треугольной формы определяется номиналами R3, R4 и C1, напряжениями положительного и отрицательного насыщения усилителя A1. Амплитуда определяется соотношением R5 и комбинации R1 и R2, и уровнями порогов детектора. Скорости нарастания и спада склонов сигнала одинаковые, и положительные и отрицательные пики одинаковые, если к детектора одинаковые пороги для положительного и отрицательного напряжений насыщения. Форма сигнала на выходе может быть смещена относительно земли, если инвертирующий вход порогового детектора A1 смещен по отношению к земле.

Генератора может быть спроектирован не зависящим от температуры и напряжения питания, если детектор построен на основе совпадающих по напряжению диодов Зенера (стабилитронов), как показано на рис. 28.

Рис. 28. Пороговый детектор с регулируемым выходом.

Интегратор должен быть скомпенсирован по единичному усилению, и детектор может быть скомпенсирован, если сопротивление источника питания вызывает его колебания во время переходного процесса. Ток в интегратор должен быть намного больше, чем ток смещения I_bias для обеспечения максимальной симметрии, и напряжение смещения должно быть достаточно мало по отношению к пиковому напряжению на V_OUT.

[Схема слежения для регулируемого источника питания]

Двухполярный источник питания с согласованными напряжениями показан на рис. 29. Этот источник питания очень подходит для питания системы на операционных усилителях, поскольку положительное о отрицательное напряжения отслеживаются согласованно, устраняя синфазные сигналы в напряжении питания. Дополнительно требуется только один источник опорного напряжения и минимум дополнительных пассивных компонентов.

Рис. 29. Трекинг источника питания.

Примечание: выходное напряжение может меняться от ±5V до ±35V. Отрицательный выход отслеживает уровень на положительном выходе с коэффициентом соотношения R6 к R7.

Работу этого источника питания можно разобрать для начала по положительному регулятору напряжения. Положительный регулятор сравнивает напряжение на потенциометре R4 и источником опорного напряжения на D2. Разность между этими двумя напряжениями является входным напряжением для усилителя, и поскольку R3, R4 и R5 формируют петлю отрицательной обратной связи, выходное напряжение усилителя меняется таким образом, чтобы минимизировать эту разность. Ток для опорного напряжения подается с выхода усилителя, чтобы увеличить регулирующую способность по питанию. Это позволяет регулятору работать от источника питания с большими пульсациями (провалами) напряжения. Регулирование опорного тока по такому методу требует отдельного источника тока для запуска источника питания. Резистор R1 и диод D1 предоставляют такой ток запуска. D1 отсоединяет цепочку опорного напряжения от выхода усилителя во время первоначального запуска, и R1 предоставляет стартовый ток от нерегулируемого источника питания. После запуска низкое сопротивление усилителя снижает изменения тока опорного источника через резистор R1.

Регулятор отрицательного напряжения это просто инвертор с единичным коэффициентом усиления с входным резистором R6 и резистором обратной связи R7.

Усилители должны быть скомпенсированы для работы в режиме единичного усиления.

Описанный источник питания может быть промодулирован инжектированием тока в движок R4. В этом случае изменения выходного напряжения будут одинаковые и противоположные на положительном и отрицательном выходах. Источник питания может управляться заменой D1, D2, R1 и R2 изменяемыми опорными напряжениями.

[Программируемый лабораторный источник питания]

Полная схема источника питания показана на рис. 32, у которого программируются положительное и отрицательное плечи напряжения. Секция регулятора источника питания состоит из двух повторителей напряжения, на вход которых подается падение напряжения источника прецизионного тока на опорном резисторе.

Рис. 30. Маломощный источник питания для проверки микросхем (a).

Рис. 31. Маломощный источник питания для проверки микросхем (b).

Рис. 32. Маломощный источник питания для проверки микросхем (c).

Программируемая чувствительность положительного и отрицательного источников составляет 1V/1000Ω для резисторов R6 и R12 соответственно. Выходное напряжение положительного регулятора может меняться примерно в диапазоне от +2V до +38V относительно земли, и выходное напряжение отрицательного регулятора может меняться в диапазоне от −38V до 0V относительно земли. Поскольку используются ОУ LM107, то источники питания в наследство от них получают защиту от короткого замыкания на выходе. Эта функция ограничения тока также обеспечивает защиту тестируемой схемы.

Для этого приложения могут использоваться ОУ с внутренней компенсацией, если ожидается низкая емкостная нагрузка. Если же ожидается высокая емкостная нагрузка, то должен использоваться ОУ с внешней компенсацией АЧХ и выполнена его соответствующая дополнительная компенсация для обеспечения стабильности. Шум по питанию может быть уменьшен блокировочными конденсаторами на землю номиналом в диапазоне от 0.1 до 1.0 μF.

[Приложение: используемая терминология]

Входное напряжение смещения (Input Offset Voltage): это напряжение, которое должно быть приложено между входными выводами через два одинаковых сопротивления, чтобы на выходе ОУ получилось нулевое напряжение.

Входной ток смещения (Input Offset Current): разность токов двух входных выводов, при которых на выходе ОУ нулевое напряжение.

Входной ток смещения (Input Bias Current): среднее значение двух входных токов.

Диапазон входного напряжения (Input Voltage Range): диапазон напряжений на входных выводах, для которых ОУ продолжает работать со своими заявленными параметрами.

Коэффициент подавления синфазного сигнала (Common Mode Rejection Ratio): отношение входного напряжения к пиковому изменению входного напряжения смещения в этом диапазоне.

Входное сопротивление (Input Resistance): соотношение изменения входного напряжения к изменению входного тока на любом из входов, когда другой вход заземлен.

Ток потребления (Supply Current): ток, необходимый для предоставления от источника питания, чтобы ОУ работал без нагрузки и с нулевым выходным напряжением.

Изменение выходного напряжения (Output Voltage Swing): пиковое выходное напряжение относительно нуля, которое может быть получено без входа в насыщение.

Усиление на большом сигнале (Large-Signal Voltage Gain): отношение изменения выходного напряжения к изменению входного напряжения, которое необходимо для приведения выходного напряжения от нуля к этому напряжению.

Подавление помех по питанию (Power Supply Rejection): соотношение изменения входного напряжения смещения к изменению напряжения источника питания.

Скорость изменения сигнала (Slew Rate): ограниченная внутренними характеристиками скорость изменения напряжения на выходе ОУ при подаче на его вход ступенчатого перепада напряжения с высокой амплитудой.

[Ссылки]

1. AN-20 An Applications Guide for Op Amps site:ti.com.
2. Отрицательная обратная связь, часть 2: снижение чувствительности к коэффициенту усиления и увеличение полосы пропускания site:radioprog.ru.
3. Filter Design Tool site:ti.com.

Усилитель ошибки наиболее часто встречающийся в схемах управления с обратной связью однонаправленного напряжения, когда выходное напряжение пробы цепи под контролем, подаются обратно и сравнивается с опорным напряжением стабильной. Любая разница между ними создает компенсирующее напряжение ошибки, которое стремится сдвинуть выходное напряжение в соответствии с проектной спецификацией.

Усилитель ошибки — это, по сути, то, о чем говорится в его названии, то есть он усиливает сигнал ошибки. Эта ошибка основана на разнице между опорным сигналом и входным сигналом. Его также можно рассматривать как разницу между двумя входами. Они обычно используются вместе с петлями обратной связи из-за их механизма самокоррекции. У них есть инвертирующий и неинвертирующий набор входных контактов, который отвечает за то, чтобы выходной сигнал был разностью входов.

Устройства

• Дискретные транзисторы
• Операционные усилители

Приложения

• Регулируемый блок питания .
• Усилители мощности постоянного тока
• Измерительное оборудование
• Сервомеханизмы

Смотрите также

• Дифференциальный усилитель

внешние ссылки

• Разработка и применение усилителя ошибок , alphascientific.com . Первоначально просмотрено 27 апреля 2009 г., сейчас 404. Попробуйте https://web.archive.org/web/20081006222215/http://www.alphascientific.com/technotes/technote3.pdf
• Усилитель ошибки как элемент регулятора напряжения : анализ устойчивости линейных регуляторов с малым падением напряжения
  с проходным элементом PMOS